1. Режимы работы ГВВ

Различают [3.1 - 3.4] следующие режимы работы транзисторов в схемах ГВВ:

режим "А"; недонапряженный; критический; перенапряженный (слабо и сильно); буферный; ключевой.

Режим работы "А" используют только при желании минимально исказить сигналы при усилении. Ввиду низкого КПД ГВВ в этом режиме его применяют при сложных по структуре усиливаемых сигналах. При работе в этом режиме у транзистора используется только линейный участок динамических характеристик (АБ, А₁Б₁), как показано

В недонапряженном режиме транзистор работает с отсечкой коллекторного тока (угол отсечки ) и используется участок характеристики АБ (А₁Б₁), как показано на рис. 3.3. В критическом режиме этот участок используется целиком и входной сигнал U_бэ доходит до точки Б на характеристике, а импульс выходного тока I_к имеет максимальную амплитуду при неискаженном сигнале.
Буферный режим характерен использованием только начального участка прямой АБ (А₁Б₁). При этом транзистор имеет малые входные токи и соответственно высокое входное сопротивление, что и позволяет использовать такой режим в разделительных каскадах.

В перенапряженном режиме входной сигнал U_бэ, используя весь участок характеристики АБ (А₁Б₁), затрагивает и участок динамической характеристики БС. При этом резко возрастает входной ток, а выходной уменьшается. Противофазность входного и выходного токов в транзисторе приводит к провалу в импульсах выходного тока, которые принимают вид двугорбых импульсов, как показано на рис. 3.4. При сильноперенапряженном режиме провал, ширина которого определяет отсечку входного тока ', достигает значения нулевого коллекторного тока и выходные импульсы раздваиваются.
При подаче на вход высокочастотных по сравнений с возможностями транзистора и больших по амплитуде сигналов на участке БС (Б₁С₁) наступает насыщение транзистора и на выходе образуется двухсторонне ограниченная по амплитуде синусоида вида меандр. Режим называется ключевым и в нем используется свойство инерционности носителей зарядов в базе транзистора. Этот режим выгоден по КПД, но применим только на относительно низких частотах.
В инженерной практике для различных задач применяют практически все режимы работы, несмотря на их конкретные недостатки. Наиболее привлекателен [3.2] критический режим работы транзисторов в ГВВ, так как при нем максимально используется линейный участок динамической характеристики и усеченный сигнал на выходе имеет максимальную амплитуду при минимальных искажениях.

2. разложение косинусоидального сигнала и выбор угла отсечки

Аналитически описал усеченные косинусоидальные импульсы тока Аксель Иванович Берг в 1927 г. Для импульсов, изображенных на рис. 3.5, он получил выражение, связывающее ток активного элемента i_a с углами отсечки q и q¹ и амплитудой, вида

i_a = I_{a max}( (cos wt - cos q) / (cos q¹ - cos q) ) Для критического и недонапряженного режимов q¹ = 0, и выражение упрощается к виду i_a = I_{a max}( (cos wt - cos q) / (1 - cos q) )
.

Рис. 3.5. Импульсы выходного тока активных элементов, работающих в перенапряженном режиме

Так как импульсы выходного тока представляют собой периодическую функцию времени, ее можно разложить в ряд Фурье

,

где - постоянная составляющая, или среднее за период значение выходного тока;

- амплитуда 1-й гармоники выходного тока;

- амплитуда k-ой гармоники выходного тока.

Подставляя в интеграл i_a(t) и интегрируя, найдем амплитуды гармонических составляющих импульсов выходного тока транзистора в зависимости от величины угла отсечки q. Отношение этих амплитуд к амплитуде импульса выходного тока определяет коэффициент Берга для k-ой гармоники

a_k = I_ak/I_amax На рис. 3.6. приведены зависимости коэффициентов Берга и коэффициента формы g₀ = a₁/a₀от угла отсечки q⁰, позволяющие наилучшим образом выбрать угол отсечки, обеспечивая за счет смещения оптимальный режим работы транзисторов.
Из рис. 3.6 следует, что с ростом номера гармоники ее амплитуда убывает, как и оптимальный угол отсечки. Анализ рис. 3.6 позволяет сделать вывод, что оптимальные углы отсечки, обеспечивающие максимум тока нужной гармоники в нагрузке, определяются правилом

q = 120⁰/n,где n - номер необходимой на выходе каскада гармоники.

Это правило удачно для умножителей частоты, однако для усилителей угол отсечки обычно выбирают в пределах от 70 до 110⁰. Это вызвано тем, что при снижении угла отсечки от значения 120 ⁰ амплитуда сигнала основной частоты меняется мало, а амплитуда постоянной составляющей заметно убывает. Это значительно повышает КПД каскада усиления, что и определило уход от правила.

Зависимость коэффициентов Берга от угла отсечки

3. КПД ГВВ

Выделение необходимого сигнала производится путем фильтрации выходной смеси всех гармоник. Выходной контур, настроенный на частоту первой гармоники, позволит выделить колебательную мощность

,

где I_k1, U_k - амплитуды тока через контур и напряжения на нем соответственно; R_k- сопротивление нагрузки каскада.
Потребляемая от источника питания мощность определяется как

P_o = I_koE_k,

где Е_к - напряжение питания цепи коллектора.
Определяя КПД как отношение полезной мощности к потраченной, находим важное для инженерной практики выражение

,

где e =U_k/Е_к - коэффициент использования коллекторного напряжения.
В качестве примера определим КПД ГВВ работающего в режиме класса "А" . При этом режиме из-за постоянной составляющей коллекторного тока, практически равной или меньшей чем половина I_{к макс}, коэффициент e ~0,45. Коэффициент g₀ =1 и коэффициент полезного действия не превышает 23% . Это лучше чем у паровоза, но значительно хуже, чем в режимах работы транзисторных каскадов с отсечкой выходного тока.
Подбирая напряжения смещения и возбуждения каскада, а также напряжение коллекторного питания, всегда можно получить необходимый в заданной нагрузке режим. С точки зрения получения максимальной выходной мощности и высокого КПД более выгоден [3.3] критический или слабоперенапряженный режимы.
Для умножителей частоты коэффициенты Берга дают возможность сделать вывод о нецелесообразности умножения частоты более чем в 5 раз, так как амплитуда выходного сигнала будет мала и сложно стабилизировать требуемый угол отсечки, флуктуации которого вызывают, в свою очередь, паразитную амплитудную модуляцию (ПАМ) выходного сигнала.

5.6. Энерг ХАР ГВВ

Нагрузка влияет на параметры каскада, и это влияние определяют с помощью нагрузочных характеристик ГВВ, которые представляют собой зависимости токов, напряжений, мощностей и других энергетических параметров от величины сопротивления нагрузки при неизменных напряжениях питания Е_ко и входного возбуждения U_вх.
Так как нагрузка должна потреблять мощность усиливаемого транзистором сигнала, то ее сопротивление должно быть вещественным Z_н=R_н. Напряжение на нагрузке U_н=R_нI_к1 , но амплитуда тока I_к1зависит от напряжения на коллекторе, поэтому нагрузочные характеристики I_к1(R_н) и U_н(R_н), показанные на рис. 3.7 соответственно, имеют сложный вид.
Ток I_к1 с ростом R_нпри недонапряженном режиме (ННР) работы транзистора убывает до линии критического режима (КР) плавно, а затем в перенапряженном режиме (ПНР) убывает резко, что связано с появлением провалов в импульсе коллекторного тока и ростом их глубины по мере возрастания напряженности режима. Напряжение на нагрузке напротив мало изменяется в перенапряженном режиме, так как амплитуда импульсов, несмотря на провалы, остается постоянной. То есть можно сделать вывод, что в ННР ток, а в ПНР напряжение меняются мало и транзистор в ННР можно представить генератором тока, а в ПНР генератором напряжения.
Рис. 3.7. Зависимости тока коллектора и напряжения на нагрузке каскада от сопротивления нагрузки

Энергетические нагрузочные характеристики представлены на рис.3.8. Полезная мощность P_к1 , определяемая произведением тока I_к1, на напряжение на нагрузке U_н будет иметь экстремум в области критического режима работы транзистора при нагрузке R _{н кр} .
Потребляемая от источника питания мощность определяется произведением напряжения питания каскада E _к0 = const и постоянной составляющей тока коллектора I_к0 , который изменяется при изменении нагрузки аналогично току первой гармоники I_к1, поэтому форма зависимости повторяет изображенную на рис. 3.7,а кривую.

Рис. 3.8. Зависимость энергетических характеристик ГВВ от сопротивления нагрузки

Мощность рассеиваемая на транзисторе в соответствии с балансом мощностей определяется как разность

Р_расс=Р₀ -Р_к1

и имеет на нагрузочной характеристике вид непрерывно убывающей функции.
Энергетические характеристики позволяют построить зависимость коэффициента полезного действия от сопротивления нагрузки, изображенную на рис. 3.9. Экстремум этой зависимости сдвинут в область перенапряженного режима, однако имеет плавный характер. По этой причине иногда выбирают не критический, а слабоперенапряженный режим работы выходных каскадов радиопередающих устройств, так как мощность в нагрузке с учетом КПД ГВВ будет максимальной именно в этом режиме.

Рис. 3.9. Зависимость КПД ГВВ от величины сопротивления нагрузки

Анализ нагрузочных характеристик позволяет сделать важные выводы:

• критический режим работы каскадов усиления оптимален по уровню выходной мощности, при удовлетворительной величине рассеиваемой на транзисторе мощности и при КПД, близком к максимуму;
• при расстроенной нагрузке (R_н 0) ГВВ может оказаться в тяжелом тепловом режиме, что, кроме неудобств в эксплуатации, требует настраивать каскады при пониженных Е_ко и U_вх;
• максимальный КПД ГВВ имеет в слабо перенапряженном режиме, однако экстремум плавный

8. ОБОБЩЕННАЯ СХЕМА АВТОГЕНЕРАТОРА

Автогенератор - это нелинейное устройство, самостоятельно и без внешних воздействий преобразующее энергию источника питания в энергию переменных электрических сигналов. Такой преобразователь содержит источник питания, усилитель, колебательную фильтрующую цепь и цепь обратной связи. Принципы построения этих узлов автогенераторов могут быть различными, что и явилось причиной многообразия схем автогенераторов.
Большинство же автогенераторов, применяемых в радиотехнике и связи, в качестве возбудителей радиосигналов используют транзисторные усилители, ввиду их компактности, надежности, стабильности рабочих характеристик и низковольтного питания.
Основные схемы автогенераторов можно без ощутимого ущерба привести к обобщенной трехточечной схеме, изображенной на рис.4.1, содержащей усилитель, фильтрующую контурную цепь из двухполюсников Z₁, Z2, Z3 и источник питания.

Рис. 4.1.

Анализ уравнений показывает, что для режима автогенерации требуется минимизировать действительные составляющие у сопротивлений плеч трехточки (Z1, Z2, Z3) и при неустойчивом положении покоя (S₁K > 1/Z_k , при U_бэ1 = 0) в трехточечной схеме необходимыми являются следующие условия для реактивных сопротивлений плеч трехточки (Z1, Z2, Z3):

Рис. 4.2. Емкостная и индуктивная трехточечные схемы без цепей питания

Из обобщенной схемы видно, что реактивные составляющие входного, проходного и выходного сопротивлений транзистора включены параллельно соответствующим сопротивлениям фильтрующей контурной системы, и это необходимо учитывать при реализации автогенераторов, соответствующим образом уменьшая номиналы устанавливаемых элементов.
Чаще в инженерной практике используется схема емкостной трехточки, так как емкости имеют большую добротность элементов по сравнению с индуктивностями и минимум индуктивностей в схеме упрощает реализацию генератора. Для развязки цепей коллектора и базы по постоянной составляющей Клапп предложил последовательно с индуктивностью L₃ в схеме емкостной трехточки установить конденсатор С₃, выполняющий дополнительные функции увеличения при необходимости величины индуктивности L₃ и коррекции амплитудной характеристики генератора при перестройке его частоты.
Транзисторный генератор, построенный по схеме Клаппа, изображен на рис. 4.3. Требуемые параметры стационарного режима и условия мягкого (плавного) или жесткого (скачкообразного) его достижения при включении питания реализуются за счет напряжения смещения, обеспечиваемого резисторами R₁-R₃, а также подбором номиналов конденсаторов C₁,C₃.

Рис. 4.3. Автогенератор по схеме Клаппа

Схемных решений автогенераторов гармонических колебаний достаточно много [4.2-4.3], однако с ростом частоты их выбор ограничивается и на частотах выше нескольких гигагерц из-за конструктивных трудностей практически используют простую одноконтурную схему Клаппа. На высоких частотах индуктивность вывода базы не позволяет приблизить к базе емкость C₂ и взамен ее используется конструктивная емкость база - эмиттер транзистора, что несколько снижает стабильность генерируемой частоты. Для уменьшения влияния на эту конструктивную емкость флуктуаций температуры приходится работать с уменьшенными токами, что, в свою очередь, ограничивает энергетические возможности генератора.
Основные причины изменения генерируемой частоты при изменениях режимов работы транзистора связаны с вариациями его емкостей и изменениями фазового угла средней крутизны s транзистора. Поэтому в автогенераторах стараются использовать транзисторы без явно выраженных инерционных свойств, то есть с запасом по частоте в два - три раза.
Для уменьшения влияния на стабильность частоты нагрева транзистора в автогенераторах применяют резко недонапряженный режим с коэффициентом использования коллекторного напряжения в три - четыре раза меньшим, чем в критическом режиме при углах отсечки в интервале от 70 до 110^0. При этом КПД автогенератора получается низким (0,1-0,2), следовательно, автогенераторы на транзисторах лучше делать маломощными.
. Для большинства маломощных транзисторов можно рекомендовать выбирать импульс тока коллектора в интервале от 5 до 20 мA. Дроссель в цепи питания коллектора следует выбирать высокодобротным, чтобы он не шунтировал контурную систему генератора. По этой же причине нагрузка автогенератора должна быть высокоомной.
Следует опасаться нагружать автогенераторы непосредственно на контурные фильтрующие схемы. То есть на выходе схемы может скачкообразно меняться частота генерируемого колебания, так как условия баланса фаз и амплитуд могут выполняться сразу для нескольких колебаний. Это явление получило название - затягивание частоты автогенератором, и оно особенно опасно в случае настройки резонансной системы нагрузки на частоты, близкие частоте настройки контурной системы автогенератора.
В аппаратуре часто применяются перестраиваемые по частоте автогенераторы. Методы перестройки частоты, основанные на механическом изменении величины емкости или индуктивности контурной системы генератора (переменные конденсаторы и индуктивности), в настоящее время практически не используются из-за быстрого старения механических регуляторов и потери их точности, а также из-за сложности реализации на высоких частотах.
Наибольшее применение в современной радиотехнике нашли генераторы, управляемые напряжением (ГУН), в состав которых входит варикап, величина емкости перехода которого зависит от приложенного запирающего напряжения. В качестве ГУН широко применяют автогенератор с контуром между базой и коллектором транзистора. Электронная перестройка частоты этого генератора осуществляется включенным в состав контура варикапом.

Рис. 4.4. Автогенератор управляемый напряжением

Для линейной зависимости частоты от напряжения смещения на варикапе, согласно формуле Томпсона , требуется изменять емкость по закону обратной пропорциональности ее величины в зависимости от квадрата напряжения смещения. Для этого специально разработаны варикапы со сверхрезким переходом, где эта зависимость близка к требуемой. Однако для большинства варикапов подобная зависимость реализуется только в узком динамическом диапазоне управляющих напряжений, поэтому часто используют схемы с использованием одновременно нескольких варикапов, что позволяет увеличить динамический диапазон перестройки емкости.
Присутствие варикапа в контуре автогенератора усложняет процессы его анализа, так как в этом случае в схеме уже два нелинейных элемента - транзистор и варикап. Но эти проблемы преодолены и методика инженерного расчета ГУН достаточно подробно изложена в работах [4.4, 4.5] и заключается в определении реактивных сопротивлений схемы, для которых на средней частоте генерации будет мягкий режим самовозбуждения.

9 Стабильность частоты и методы ее повышения

Стабильность частоты колебаний автогенератора зависит от многих причин, к основным из которых можно отнести изменение во времени параметров окружающей среды, флуктуации питающих напряжений, механические вибрационные воздействия, тепловые шумы системы. Наиболее интенсивно влияет на стабильность частоты генераторов температурный дестабилизирующий фактор, так как основные параметры транзистора и контурной системы с изменением температуры меняются весьма значительно.
Относительная стабильность частоты трехточечного автогенератора без принятия специальных мер по термостабилизации составляет

где f - абсолютное отклонение частоты f от ее номинального значения.
Наиболее легкий способ - почти на порядок улучшить стабильность частоты заключается в возможности применения реактивных элементов с различными температурными коэффициентами. Относительные изменения емкости и индуктивности под влиянием температуры оцениваются температурными коэффициентами емкости (ТКЕ) -_ и индуктивности (ТКИ) _И, зависящими от конструкции этих деталей, применяемых диэлектриков и материала проводников, а также от геометрических размеров самих деталей.

Такой способ термостабилизации хорош, но применим только для частот ниже нескольких десятков мегагерц.
Другой способ термостабилизации заключается в термостатировании автогенератора. Генератор помещается в минитермостат, в котором постоянно поддерживается температурный режим с отклонением не более долей градуса от оптимальной температуры работы полупроводниковых приборов (обычно в интервале от 47 до 53⁰С).

В аппаратуре массового применения высокая стабильность частоты автогенераторов достигается применением колебательных систем с высокой добротностью и стабильной частотой собственных резонансов. К таким материалам относятся кварц, турмалин и некоторые синтетические материалы. Резонаторы, изготовленные из материалов, обладающих прямым и обратным пьезоэффектами, стали называть кварцевыми.
Поскольку кварцевый резонатор имеет высокую добротность, порядка 10^{4 -} 10⁶, при анализе схемы для узкого диапазона частот вблизи любой из гармоник остальными последовательными контурами можно пренебречь.
Применение кварцевых резонаторов в качестве индуктивной ветви трехточечного автогенератора позволяет достичь долговременной относительной стабильности генерируемой автогенератором частоты в интервале 10^{-6 -} 10^-7. Серийно выпускаемые резонаторы изготавливают на частоты от 1 кГц до 100 МГц в различном исполнении (вакуумное, микромодульное, миниатюрное, герметизированное). На частотах до 15 МГц кварцевые резонаторы возбуждают не на основной частоте, а на более высокие частотах - на гармониках.

Схемы кварцевых генераторов можно разделить на две группы:

• осцилляторные, в которых кварцевый резонатор включен вместо одного реактивного двухполюсника в обобщенной трехточечной схеме;

• фильтровые, в которых кварцевый резонатор включен либо в цепь обратной связи, либо в контур, но имеется и обычный колебательный контур, который обеспечивает выполнение условий самовозбуждения генератора даже при закороченном кварцевом резонаторе.

Наиболее широкое применение нашли осцилляторные схемы, среди которых часто применяется схема с включением кварцевого резонатора между базой и коллектором транзистора, как показано на рис. 4.6. Эта схема имеет высокую стабильность частоты, что обусловлено как слабым шунтированием резонатора транзистором, так и тем, что высшие гармоники фильтруются емкостями С₁ и С₂.

Рис. 4.6. Схема кварцевого генератора

Нагрузку к кварцевому генератору подключают, как правило, через буферный усилитель, чтобы избежать снижения добротности контурной схемы и не ухудшить стабильность частоты генератора.
Иногда с кварцевым резонатором последовательно включают конденсатор с номиналом менее 10 - 15 пФ. Этим достигается регулировка частоты кварцевого генератора (в малых пределах) в сторону увеличения, но наличие нестабильной емкости сокращает индуктивное сопротивление ветви с кварцем, тем самым снижая добротность контура и негативно отражаясь на долговременной стабильности частоты автогенератора.
С целью формирования высокостабильных колебаний часто применяют методы частотной и фазовой автоподстройки частоты. Наибольшее применение получил метод фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), уступающий методу частотной автоподстройки по скорости настройки частоты, но превосходящий его по точности. Принцип действия ФАПЧ при формировании стабильных сигналов на частотах, превышающих возможности кварцевых генераторов, поясняется рис. 4.7.
Таким путем, используя цифровую форму сигналов и применяя делители с переменным коэффициентом деления (ДПКД) частоты, можно синтезировать сетки частот, шаг которых определится минимальной частотой сигнала, поступающего на вход импульсно-фазового дискриминатора (ИФД) от кварцевого генератора (КГ).
Схема такого синтезатора сетки частот изображена на рис. 4.8. Ввиду большого спроса, вызванного бурным развитием мобильных средств индивидуальной связи и навигации, схемы синтезаторов частоты этого типа стали изготовлять в виде микросхемы с навесным кварцевым резонатором.

Рис. 4.7. Структурная схема ФАПЧ (ЭГ - эталонный генератор, У - умножитель частоты, ФД - фазовый детектор, ФНЧ - фильтр низких частот)

Рис. 4.8. Структурная схема цифрового синтезатора частоты (П - преобразователь аналогового сигнала в последовательность импульсов, УУ устройство управления)

10 Интерполяционная схема возбуждения. В настоящее время применяются иные методы диапазонной кварцевой стабилизации частоты, позволяющие получить доста­точно большое количество высокостабильных частот при ограни­ченном количестве кварцев. Суть его в том, что рабочая частота возбудителя представ­ляет собой сумму или разность частот 2-х и более кварцевых АВГ.

ИНТЕРПОЛЯЦИОННЫЙ МЕТОД

где пи m количество кварцев в АВГ.

Nрч = 2nm

Уменьшение количество кварцев может быть достигнуто за счет увеличения числа АВГ. Однако аналогичные возбудители могут быть созданы при использовании только одного кварцево­го ОГ, генерирующего колебания только одной частоты Fo. В этой схеме функции_tотдельных генераторов выполняют специаль­ные схемы формирования частот. каждая схема формирования представляет собой устройство, состоящее из ДЕЛИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ и УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ с переменным коэффициентом умножения, устанавливаемого и изменяемого вручную в некоторых пределах Kmin до Ктах .

ДЕЛИТЕЛИ обеспечивают понижение частоты колебания, подава­емых на их вход, до величины, равной интервалу между соседними частотами, которые формируются в данном тракте.

УМНОЖИТЕЛИ частоты предназначены для выделения гармоники колебаний, подаваемых на их вход с выхода соответствующего делителя, и обеспечивают формирование необходимого количества частот на выходе данного тракта.

Интерполяционная схема возбудителей с использованием только одного КГ несколько сложнее, но имеет минимально, возможное количество кварцев обладает высокой стабильностью частоты 10Е-5 - 10Е-7.

Существенный недостаток - применение смесителей, а следо­вательно наличие на выходе комбинационных частот, которые мо­гут как угодно близко расположены к рабочей частоте. Они практически не ослабляются фильтрами на выходе смесителей, и тем более, не ослабляются в тракте УМ.

Для уменьшения количества комбинационных частот в интерполяционных возбудителях применяются наиболее эффективные схемы смесителей - балансные и кольцевые, что в свою очередь приводит к трудностям технической реализации диапазонных пе­рестраиваемых фильтров.

4. Типовые схемы ГВВ. Усилители в схемах мощных генераторов с внешним возбуждением выполняют чаще всего по схемам с общим эмиттером, так как каскад имеет большее усиление, чем в схеме с общей базой и ему не требуется большая мощность для возбуждения. Однако на частотах выше 2 ГГц применяют и схемы с общей базой, так как рабочие частоты в этом случае приближаются к граничным частотам мощных транзисторов.
На примере сравнительно узкополосного ГВВ рассмотрим типовую схему усилительного модуля, представленную на рис 3.10. На схеме для простоты не представлены основные цепи защиты транзистора от перегрузок. Конденсатор ближайшего к транзистору П-образного входного звена цепи согласования для конструктивного удобства разделен на две части C4=C5, а диод VD1 выполняет функции пассивной защиты входной цепи от перегрузок по постоянному напряжению, так как, открываясь, не позволяет положительному постоянному напряжению на базовом переходе превысить значение 0,7 – 1,0 В.
Для мощных биполярных транзисторов, ввиду низких входных и выходных сопротивлений ГВВ, выбирают параллельную схему питания цепей коллектора и базы, как показано на рис.3.10. Выбор величин индуктивностей блокирующих переменную составляющую сигнала дросселей ДР1 и ДР2 требует особого внимания, так как при больших значениях индуктивностей возможны резонансы с емкостями С6 и С7 соответственно, что может приводить к паразитной автогенерации каскада на низких частотах. При малых величинах индуктивностей этих дросселей возрастают потери ВЧ мощности, что также неприятно. Необходимый компромисс достигается [3.3] при выборе этих элементов по следующим правилам: 1.сопротивление каждого блокирующего конденсатора C6, C7 должно быть много (в 50 - 200 раз) меньше сопротивления X_ДР; 2.сопротивления дросселей X_ДР1 и X_ДР2 должны быть больше (в 10 - 20 раз) сопротивлений ближайших к транзистору реактивных элементов со стороны базы и коллектора соответственно. Если нет необходимости в защите каскада путем адаптивного управления напряжением смещения, то выгодно [3.5] работать с нулевым смещением, соединяя базу транзистора с корпусом через два дросселя, как показано на хорошо себя зарекомендовавшей схеме, изображенной на рис.3.11.
Дроссель ДР1 имеет небольшую индуктивность и обычно изготавливается по такой же технологии, что и индуктивности L 1 и L2 входной цепи согласования. Дроссель ДР2 (рис. 3.11) представляет собой стандартный малогабаритный дроссель на ферритовом сердечнике типа ДМ, который шунтируют резистором (R=10 Ом) для снижения его добротности и, как следствие, вероятности возникновения нежелательных резонансов. Иногда для повышения коэффициента полезного действия каскада последовательно с дросселем ДР1 включают резистор, зашунтированный конденсатором, (R < 10 Ом), как показано на рис. 3.12. Это позволяет за счет постоянной составляющей базового тока создать на этом резисторе дополнительное запирающее смещение. Однако угол отсечки уменьшается и растут мгновенные максимальные напряжения на базе, что снижает вероятность безотказной работы каскада и повышает его склонность к самовозбуждению. Это ограничивает возможности схемы с резистором в цепи базы.
Большой ток потребует увеличения габаритов конденсаторов. При установке же разделительных конденсаторов так, как показано на рис 3.10 - 3.12, на индуктивностях L1 - L4 будет присутствовать постоянная составляющая напряжения питания цепей базы и коллектора, что при малых величинах питающих транзистор напряжений совсем не опасно, зато ток через конденсаторы будет в несколько раз меньшим и габариты конденсатора будут разумными.

14 методы сложения мощностей Без сложения мощностей отдельных ГВВ на общей нагрузке невозможно .Особенно это относится к дециметровому, сантиметровому и миллиметровому диапазонам волн.
Самый простой выход из положения подразумевает параллельное соединение нескольких транзисторов, как показано на рис. 6.1. Для выравнивания коэффициентов передачи по току транзисторов в цепи их эмиттеров включаются резисторы отрицательной обратной связи номиналом 0,3 - 0,6 Ом, иначе через транзистор с наибольшим коэффициентом усиления будет проходить ток, превышающий токи других транзисторов. Схема параллельного соединения транзисторов проста, однако имеет существенные недостатки, к которым можно отнести: 1.суммирование реактивных сопротивлений различных транзисторов в схеме, приводящее к снижению частотных возможностей объединенного транзистора; 2.рост суммарной мощности не прямо пропорционален числу объединяемых транзисторов из-за потерь в выравнивающих резисторах в цепях эмиттеров; 3.снижение аппаратурной надежности схемы, так как выход из строя и замыкание одного транзистора приводит к отказу всей схемы(не более 5). Другой метод сложения мощностей, часто используемый в технике звукового вещания, назвали двухтактной схемой. Из рис. 6.2 понятно, что активные элементы при этом работают поочередно, с противофазными сигналами на входах. Недостатком двухтактной схемы также является суммирование реактивных сопротивлений транзисторов и снижение частотных возможностей, а также необходимость подбора транзисторов с идентичными параметрами, При работе мощных усилительных модулей на общую нагрузку на частотах до 30 МГц иногда применяют схему сложения в общем контуре, предложенную академиком Минцем . Возможны различные варианты построения такой схемы и один из них показан на рис. 6.3. Выходной сигнал образуется в выходном контуре вносимыми в него через катушки связи сигналами N мощных ГВВ, возбуждаемых общим входным сигналом. Достоинства схемы в возможности объединения в нагрузке очень мощных сигналов, а недостатки заключаются в трудности реализации общего контура на высоких частотах (более 30 МГц), узкополосности схемы и в необходимости установки систем автоматического управления, так как при выходе из строя одного усилительного модуля требуется его отключение и подстройка всех коэффициентов связи М. Последний недостаток вызван тем, что при аварии изменяется вносимое в выходной контур сопротивление и контур после отключения аварийного блока необходимо заново настраивать в резонанс.
Еще один способ сложения мощностей, применяемый только на ВЧ и СВЧ, получил наименование сложения мощностей в пространстве. При этом способе используется несколько радиопередающих устройств (ПРД), синхронно и на одной и той же несущей частоте передающих одинаковую информацию с помощью разнесенных в пространстве антенн (А), как показано на рис. 6.4. В антенне приемника (ПРМ) эти сигналы суммируются, что и определяет сложение мощностей передатчиков. Главный недостаток метода в необходимости нескольких антенн на передающей стороне. Разброс параметров антенн и передатчиков требует дополнять схемы ПРД устройствами коррекции и контроля диаграммы направленности. Еще один недостаток связан с необходимостью синфазного возбуждения передатчиков.
Самое большое распространение получил способ сложения мощностей мостовыми схемами. Рассмотрим сам принцип такого способа.

Рис. 6.5. Схема мостового способа сложения мощностей усилителей У₁ и У₂

Различают синфазные (разновидность - противофазные) и квадратурные мостовые схемы сложения мощностей, отличающиеся фазой сигналов объединяемых модулей. Мосты, объединяющие мощности нескольких модулей усиления на общей нагрузке, называют суммирующими, а мосты, делящие мощность одного генератора на несколько нагрузок, называют делящими.
Мостовые схемы обладают развязывающим свойством, то есть сигналы первого входа не зависят от сигналов второго входа и т.д., и наоборот. Однако развязка не бесконечна, и в общем случае, кроме качества изготовления самих мостов, зависит от изменения нагрузки, приводящей к изменению взаимной связи между различными входами моста.
В этом смысле квадратурные мосты имеют преимущество, заключающееся в том, что при синхронном изменении входных сопротивлений моста выходное сопротивление не меняет своей величины. Это важное свойство широко используют при суммировании мощностей усилителей, работающих в изменяющихся режимах, а также при нестабильности внешних условий (например, температуры), когда изменение режимов происходит синхронно.

15 СИНФАЗНЫЕ МОСТОВЫЕ СХЕМЫ

Главное достоинство синфазных мостов том, что они многовходовые и дают возможность с помощью одного моста сложить (или разделить) мощности сразу нескольких ГВВ. Принцип построения синфазных мостов показан на рис. 6.6.
Цепи согласования на схеме выполняют функции трансформации входных сопротивлений моста R₁=R₂=R_N=R в сопротивления NR, включенные параллельно и обеспечивающие в сумме при параллельном включении согласование с сопротивлением нагрузки R_Н=R. Цепи согласования обеспечивают также фазовый сдвиг на 90⁰, необходимый для суммирования всех входных токов на сопротивлении нагрузки и вычитании их на балластных сопротивлениях R_бал=R.

Рис. 6.6. Схема синфазного моста на N входов

Способов реализации ЦС несколько. Их можно реализовать на сосредоточенных элементах, как показано на рис. 6.7, а и рис. 6.7, б с сопротивлениями

.

Основной недостаток синфазных мостов состоит в том, что балластные сопротивления не соединены с корпусом и это затрудняет как отвод тепла от них, так и ухудшает характеристики мостовой схемы из-за паразитных емкостей между корпусом и балластными сопротивлениями. Чтобы избавиться от этого недостатка иногда используют кольцевые мосты, но они двухвходовые и не имеют достоинств по сравнению с квадратурными мостами. Схема кольцевого моста приведена на рис. 6.8.
На уровне малых мощностей при делении мощности для возбуждения нескольких модулей иногда очень выгодно использовать синфазные мосты. При этом негативное влияние паразитной емкости балластных поглотителей R_б можно уменьшить, используя безындуктивные поглотители типа Р1-3, имеющие изолированные от радиатора выводы, и компенсировать за счет изменения входного сопротивления следующих за мостом каскадов.

Мощность поглотителей выбирается равной мощности одного входного сигнала, чтобы в аварийных ситуациях мост не выходил из строя. Отметим, что синфазные мосты на уровнях входной мощности более 100Вт применять не следует, так как возникает проблема с отводом тепла от балластных поглотителей, изолированных от корпуса.
Примеров построения синфазных мостовых схем можно привести много, как на сосредоточенных элементах (рис. 6.9), так и на коаксиальных, полосковых и волноводных линиях (рис. 6.10). В большинстве своем они различаются количеством входов и правилами реализации цепей согласования, составляющих эти мосты.

Рис. 6.9. Примеры синфазных мостов на сосредоточенных элементах

Рис. 6.10. Примеры синфазных мостов на коаксиальных линиях

КВАДРАТУРНЫЕ МОСТОВЫЕ СХЕМЫ

Квадратурные мосты отличаются от синфазных наличием инвертора, как показано на рис. 6.11, а также качественными характеристиками. У них лучше развязка между входами и синхронное изменение согласования по входам не влияет на согласование по выходу. Аналогично синфазным мостам их можно использовать и в качестве делящих мостов и в качестве суммирующих, так как они обладают свойством дуальности.

Функциональная схема квадратурного моста изображена на рис. 6.12. В этой схеме цепи согласования ЦС1 и ЦС3 осуществляют трансформацию сопротивлений R вх в R _вх и сопротивления нагрузки R_Н в R _бал=R_Н. Цепи согласования ЦС2 и ЦС4 осуществляют трансформацию сопротивления Rвх в R_Н / 2. Так как ЦС можно строить различными способами, то это приводит к разнообразию мостовых схем; для примера на рис. 6.13 даны два варианта таких схем.

Квадратурные мосты типа направленного ответвителя, изготовляемые на связанных линиях с лицевой связью, как показано на рис. 6.14, привлекли инженеров своей компактностью и простотой изготовления. Как правило, у таких мостов в режиме деления (в полосе частот на +20% и на -20% от несущей) мощности в выходных плечах различаются менее чем на 5%.
Для большинства мощных высокочастотных генераторов можно рекомендовать микрополосковые квадратурные мосты с лицевой связью, изображенные на рис. 6.14. Эти мосты широкополосны, обладают достаточной развязкой между входами, легко реализуются и не требуют сложной настройки.
Расчет полосковых мостов с лицевой связью выполняют по инженерным методикам, которые допускают определенные приближения при вычислении сложных многомерных интегралов. Погрешность от приближений невелика, что и определило применимость методик для практических приложений.
Эти методики расчета полосковых мостов с лицевой связью основаны на том, что при известных входном и выходном сопротивлении моста z, диэлектрической проницаемости материала моста e₁, диэлектрической проницаемости материала прокладки e₂ , длине волны в свободном пространстве l и задаваемых коэффициенте передачи моста в одно из плеч по напряжению K, толщине моста b определяются ширина дорожки в зоне лицевой связи W, толщина прокладки диэлектрика между дорожками S, длина дорожек в зоне взаимодействия L и ширина дорожек вне зоны взаимодействия W_1.

Основная сложность при создании таких мостов состоит в том, что выполнить прокладку между связанными линиями требуемой толщины S из такого же диэлектрика, что и сами линии, технологически трудно. Поэтому предложим метод избавления от этого недостатка, заключающийся в том, что диэлектрик между дорожками разных линий реализуем нужным по толщине набором из пленок фторопласта, выпускаемых промышленностью в широком ассортименте по толщине.

17 УЗКОПОЛОСНЫЕ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ

В качестве узкополосных трансформаторов сопротивлений часто используют звенья Г, П и реже Т типов, как показано на рис.5.2. Звенья типа Т используют редко, поскольку они содержат две индуктивности, добротность которых из-за потерь на излучение значительно ниже добротности конденсаторов.
Коэффициент трансформации сопротивлений одного звена вида Г, П или Т может достигать величины К_R = 100, но в целях сохранения высоких фильтрующих способностей звена рекомендуется, чтобы коэффициент не превышал значение 10.

При необходимости иметь большую трансформацию сопротивлений звенья включают последовательно, как показано на рис.5.3, выбирая для расчетов промежуточное значение сопротивления между ними по правилу

^. При этом улучшаются фильтрующие свойства ЦС и увеличивается полоса пропускаемых частот. Особенно это важно для ЦС, стоящих в выходных цепях транзисторов, так как при работе с отсечкой фильтрация во входных цепях каскадов не требует высокого качества, а в выходных цепях каскадов к ней предъявляются повышенные требования.

Простейшие цепи рассчитываются на центральную частоту используемого диапазона сигналов f, и по мере удаления от нее качество трансформации сопротивлений, а значит и согласования, уменьшается. Полоса пропускания ЦС зависит от добротности ее звеньев.
При построении многозвенных ЦС возникает вопрос, где выгоднее расположить разделительные конденсаторы, позволяющие отделить от нагрузки постоянную составляющую питания усилительного каскада. Из тех соображений, что конденсаторы легче реализовывать на повышенное напряжение, чем на большие реактивные токи, следует устанавливать разделительные конденсаторы в той части ЦС, где выше сопротивление. В этом случае номинал разделительной емкости будет в K_R раз меньше, чем при включении ее в точке с минимальным сопротивлением.
В некоторых транзисторах имеются встроенные ЦС, стабилизирующие входное сопротивление транзистора величиной в 1 Ом на заданном участке спектра рабочих частот. Например, у транзисторов типа КТ931А, КТ971А и некоторых других.

Необходимо отметить и достоинство простых ЦС, которое заключается в том, что они позволяют частично нейтрализовать некоторые реактивные параметры транзисторов. Например, подключение к коллектору ЦС типа Г или Т позволяет, выбирая номинал L₁ ЦС меньшим на величину индуктивности коллекторного вывода L_к, нейтрализовать вредное влияние L_к. Аналогично можно компенсировать входную или выходную емкости транзистора, используя П образные ЦС.
Потери энергии в ЦС трудно рассчитать, так как их величина во многом зависит от конструкторской реализации индуктивностей обычно непривышают 5%.
Построение ЦС основано на конструкторской разработке применяемых индуктивностей, которые рекомендуем изготавливать бескаркасными из медного провода диаметром не менее 0,5 мм для обеспечения жесткости и с числом витков не более 10. При больших мощностях используются полоски меди.
На частотах выше 50 МГц удобно применять индуктивности в виде напыленных на диэлектрическую подложку дорожек . Следует помнить, что медная дорожка толщиной 50 мкм и шириной 0,5 мм выдерживает ток менее 1 А. Из этого условия и выбирается ширина печатного проводника W.

Следует компактно располагать индуктивность на подложке, а так как торцевые взаимные влияния у печатных проводников невелики, то можно располагать различные участки индуктивности на расстояниях не уже ширины дорожки друг от друга. В высокочастотном участке дециметрового и в сантиметровом диапазонах можно реализовать ЦС на полосковых и микрополосковых линиях. У используемых на практике линий волновые сопротивления лежат в интервале от 10 до 200 Ом и ЦС представляют в этом случае отрезки линий длиной m с волновым сопротивлением и емкостным трансформатором C₁, C₂, необходимым для подстройки ЦС, как показано на рис. 5.7.

Настройка простейших ЦС сопряжена с риском перегрузки транзистора по току или по напряжению. Поэтому настройку необходимо проводить поэтапно.

18 ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ

Широкополосные цепи согласования необходимы при усилении широкобазовых сигналов, активно применяющихся при цифровой передаче информации и в телевидении. Если ЦС включена между источником сигнала с внутренним сопротивлением R _Г и нагрузкой с сопротивлением R_Н , то в широком диапазоне частот нейтрализовать реактивности ГВВ и нагрузки полностью не удается и возможна схема без нейтрализации выходной емкости генератора сигнала C_Г или без нейтрализации индуктивности нагрузки L_Н , как показано на рис. 5.9, а и 5.9, б соответственно.

Мощность генератора распадается на потребляемую нагрузкой Р_Н и отраженную от нее Р_ОТР из-за частичного рассогласования:

Pr = Pн + Pотр.

Или

,

где - коэффициент отражения;

| t | - коэффициент передачи; B = 1 / |Г|²- функция затухания; bз = 10 lg (1 / |t|²) - рабочее затухание.

Частотные характеристики рабочего затухания широкополосного усилительного каскада представлены на рис. 5.10 для разных методов согласования.

Ломанная линия А характеризует идеальное согласование в заданной полосе частот. Кривая Б характеризует согласование с равномерно-колебательной характеристикой затухания и кривая С с максимально гладкой. При обеспечении согласования в полосе частот более октавы инженерам приходится чем-либо поступаться. Если синтезируется ЦС с максимально гладкой характеристикой затухания в полосе рабочих частот, то переход к нерабочим частотам будет плавным и фильтрация вблизи рабочего диапазона будет ослаблена. Если же применить методы расчета ЦС, позволяющие установить резкий переход от рабочих частот к фильтруемым, то в пределах рабочей полосы будет наблюдаться неравномерность затухания .
Фано вывел формулы, связывающие максимальную полосу частот с мерой рассогласования |Г| для схем, изображенных на рис. 5.9, а и рис.5.9, б:

Реализуют широкополосные ЦС с помощью полиномиальных цепей, которые представляют собой цепочки соединенных фильтров k и m типов с сопротивлениями Z и проводимостями Y, как схематично показано на рис. 5.11. Такие фильтры называют лестничными, так как для их входной проводимости справедлива формула, внешне напоминающая лестницу.

Входная проводимость лестничного фильтра описывается выражением, величина которого зависит от количества звеньев в фильтре, и расчет таких фильтров достаточно сложен. ,

Различают полиномиальные фильтры (рис.5.12, а), квазиполиномиальные (рис 5.12, б), и со всплесками затухания (рис. 5.12, в).
Для расчета лестничных фильтров обычно аппроксимируют величину 1 / |t| каким-либо полиномом, например Чебышева, и задаваясь неравномерностью рабочего затухания, определяют количество звеньев и номиналы их элементов. Методики расчета широкополосных фильтров, которые широко применяются при приеме и обработке сигналов, приведены в специальной литературе .

Рис. 5.12. Виды лестничных фильтров

25.Кодирование сигналов ИКМ

Сигнал NRZ (not return to zero) разделяют на просто бинарные сигналы NRZ-L в котором 1м и 0-м соотв. Разн. Уровни напряж. И сигналы кодир. По метке и по паузе. В сигналах NRZ-M применяемых для магнитных записей двоичная единица представляется изменением уровня, а ноль отсутствием измерения уровня. В сигналах NRZ-S наоборот ноль представл измер уровня, а единица-отсутствием измерения. Из-за различия в бинарном потоке количества нулей и единиц возникает необходимость передачи по линии постоянной составляющей что сложно при высоких скоростях передачи инфы.

AMI(Alterneite Mark Inversion) единицы передаются поочередным чередованием полярности импульсов, а ноль пассивной паузой. Сигнал имеет нулевую пост составл и использ для перед данных. Недостатком явл при большом кол нулевых посылок в системе сложно сохранить синхру приемника. HDB-3 (high density bipolar cod of order 3 код с высокой плотностью единиц)вместо подряд идущей четвертой нулевой посылки вводится изменение правила кода AMI, заключающегося в том что кажд следущ единица передается посылкой другово знака. Нарушение этого правила в коде HDB-3 сообщает приемнику что приняты четыре нулевых посылки подряд, поэтому и название. Отсутствие серии нулевых посылок упрощает организацию синхронизации тактовых импульсов приемника и передатчика. Сигнал однополярный RZ-AMI применяется в основном для низкоскоростной передачи данных и при магнитной записи. Сигналы ИКМ преобразуют и алфавитными кодами. Обозначение алфавитных кодировок: 3B2T, 2B1Q … Первое число указывает на количество символов в кодир группе., а буквы (В-двоичное, Т-третичное, Q-четвертичное)на кодовом основании счисления. Упращенной разновидностью ИКМ является дельта модуляция. В ее основе лежит оценка знака изменения аналогового сигнала за короткий временной интервал. При положительно приращении амплитуды аналогового сигнала в канал связи идет положительный импульс, а при отрицательном отрицательный.

26 ЧММС

Сиг. ЧММС

аi-коэфф показ единица или ноль биполярных данных сообщения предается в модулятор со скоростью R=1/T

Частота сигнала ЧММС при передаче единицы , а

при передаче нуля , т. е. разнесение частот вдвое мень­ше, чем при некогерентном приёме частотно-манинулированного сигнала, отсюда и наименование "с минимальным сдвигом".

Минимальное разнесение тонов при ЧММС определим как

Как следует из выражения (3), квадратурные компоненты требуют взвешивания: для косинусоилальной компоненты - по за­кону , для синусоидальной -

На рис. 15 показаны эпюры, поясняющие принципы форми­рования сигналов ЧММС. Знаки передаваемых бит , домножаясь на знаки напряжений соответственно, форми­руют положительные или отрицательные синусоидальные полу­волны с периодом 2Т, которые являются огибающей для квадра­турных сигналов, заполненной несущей частотой. Суммарное на­пряжение сигналов квадратурных составляющих формирует сигнал ЧММС на выходе модулятора.

7. Умножитель частоты и схемы умножителей. УЧ в ПРД используется для повышения частоты колебания в целое число раз. Они применяются в возбудителях для формирования сетки частот, непосредственно в трактах передатчика для повышения рабочей частоты, а в ПРД с ЧМ и ФМ для повышения индекса модуляции. УЧ обычно включают так чтоб он делил тракт ПРД на две части, коскад до и после УЧ работают на разных частотах, для повышения устойчивости перед. Характеристиками УЧ явл. Кратность умножения частоты, раб. Частота и диапазон рб.част., степень подавления входного сигнала и побочных частот, энергетические параметры(вых мощ, коэф усил по мощ, кпд) УЧ делят на два класса 1- на нелинейных активных приборах (транз. Лампы.)2- на нелинейн пассивных приб.(диоды варик). Ламповые и транз. УЧ по существу явл ГВВ и отличаются тем что вых контур настроен на n гармонику., а режим раб ЭП выбир таким обр чтоб были макс КПД и вых мощ.

Схема для ламп для транзисторов

В современных диапазонных перед. Использ широкодиапазонные неперестраиваемые УЧ режим раб ЭП и схемы их вкл в каскаже добиваются того чтобы в спектре выходного напряж каскада полностью отсутствовали составл с частотами w,(n-1)w, (n+1)w примером такого умножителя явл угол отсечки 90 устанавл напряж пит

В совр ПРД УЧ раб 5-10ГГц, на более высокие частоты использ несколько УЧ на варикапах. К этим умножителям предъявляются треб по вых мощ высокий КПД n=Pп/Pвх заданный раб диапазон частот. Схемы включения при послед и паралел в ключ варикапа

11 двухуровневый синтезатор частоты.

В системах с делителем переменного коэф деления при малом частотном шаге требуется низкая частота КГ f0. Для подавления нежелательных побочных частот в спектре выходного сигнала синтезатора, обусловленных помехой с f0, действующая непосредственно на выходе ФД(внеш помеха), необходимо увеличивать инерционность системы. Для устранения противоречия внутренних и внешних помех использ двухкольцовые системы ФАПЧ. Одно из колец выбирается достаточно инерционным (ПГ1,УЭ1,ФНЧ1,ДПКД1), что обеспечивает хорошую фильтрацию внеш помех с частотой f0, второе кольцо (ПГ2,УЭ2,ФНЧ2,ДПКД2) делается малоинерционным что обеспечивает подавление собственных шумоввыходного генератора ПГ . Соотв выбором коэф делен ДПДК1,2,3 можно при заданном диапазоне работы синтезатора обеспечить малую перестройку ПГ1, это в свою очередь дает возможность устранить влияние собственного шума этого генератора на спектральные характеристики вых ген ПГ2. Синтезаторы с ДПКД часто назыв цифровыми, позвол мах использ элементы цифровой схемотехники. Они имеют больш преемущ перед др. синтезаторами , по размерам, массе, технологичности и надежности.

пг подстр ген , уэ-упр элм, кг-квар ген

12 синтезатор с вычитанием ошибки

Для облегчения треб предъявл к ПФ использ спец схема с двойным преобр частоты, или схема с вычитанием ошибки.

В Пр1 частота всех гармоник поступившая с ген.гармон. ГГ, пониж на частоту wг,вспомогательного генератора Г. Узкополосный фильтр Ф имеет центральную частоту, совпадающий с частотой одной из гармоник составляющих входного сигнала. Все остальные составляющие подавл фильтром, Далее на выходе второго смесителя выделяется сигнал частоты lwг. Нестаб част. Вспомогательного генератора ∆wг,опред полосу пропускания фильтра Ф и невлияет на входной сигнал преобразователя Пр2. Для измен вых частоты необходимо менять частоту генератора Г

13. Метод активного синтеза сетки частот

Системами активного синтеза частот называют системы когерентного синтеза частот, в которых фильтрация колебания синтезируемой частоты осуществляется с помощью активного фильтра в виде кольца фазо­вой автоподстройки частоты (ФАП) или компенсационного коль­ца.

Системы того и другого классов могут быть выполнены цели­ком на аналоговых элементах или с широким применением цифро­вой элементной базы. Системы активного синтеза частот, в кото­рых фильтрация колебаний синтезируемой частоты осуществляется с помощью активного фильтра в виде кольца ФАП, выполненного на цифровой элементной базе, называют системами активного цифрового синтеза частот. На рис. 1.5 представлена структурная схема простейшей систе­мы активного синтеза с кольцом ФАП, построенной на аналоговой элементной базе. Выходное колебание с частотой f здесь выраба­тывается генератором (Г), плавно перестраиваемым с помощью реактивного елемента. Последний управляется напряжением, по­даваемым на него с фазового дискриминатора (ФД) через фильтр нижних частот Ф4. Совокупность генератора и реактивного эле

мента образует так называемый генератор, управляемый напря­жением (ГУН). Датчик опорной частоты колебания со вторичными опорными частотами Колебание с частотой , подается на генератор гармоник, на выходе которого по­лучается квазигармоническое колебание с частотой N₂fo/M₂, где Л'₂ может принимать некоторый ряд целочисленных значений. Ко­лебания с частотами подаются на устройство, на­зываемое трактом приведения частот. Это такой тракт преобразо­вания частот, в котором диапазон частот входного колебания (в данном случае колебания ГУН) преобразуется в более узкий диа­пазон частот выходного колебания или в одну частоту(в данном случае, как станет ясно из дальнейшего, — в частоту ).

В рас­сматриваемом случае этот тракт состоит из двух сумматоров ча­стот, каждый из которых включает в себя смеситель и выходной фильтр. На выходах сумматоров получают колебания с частотами оответственно ■ Колебания с частотами подают на вход фазового дискриминатора. В результате работы кольца ФАП устанавливается равенство

Если, например, может принимать значения 20. 21, 22, ..., 29, то система имеет диапазон частот от с шагом сетки

Конечно, спектр колебания на выходе тракта приведения частот изобилует дискретными побочными составляющими. Но кольцо ФАП работает как эффективный полосовой фильтр и силь­но понижает уровни побочных спектральных составляющих вы­ходного колебания тракта приведения, частоты которых не очень близки к f.